圖3-3所示一次為開關(guān)管1(**超前橋臂)的驅(qū)動波形和電壓波形,圖中橫縱坐標分別為時間和電壓值。開通過程:由圖可見當開關(guān)驅(qū)動波形由低電平變?yōu)楦叩颓?,開關(guān)管兩端的電壓已經(jīng)為0,故而開關(guān)管的開通是零電壓開通。關(guān)斷過程:由于開關(guān)并聯(lián)有諧振電容,在關(guān)斷開關(guān)管時,開關(guān)管端電壓不會突變,而是隨著諧振電容緩慢上升,故而開關(guān)管的關(guān)斷是軟關(guān)斷。圖3-4所示為開關(guān)管4(**滯后橋臂)的驅(qū)動波形和電壓波形,圖中橫縱坐標分別為時間和電壓值。同超前橋臂上開關(guān)管一樣,滯后橋臂上開關(guān)管實現(xiàn)了零開通和軟關(guān)斷。在參數(shù)調(diào)試過程中,滯后橋臂的軟開關(guān)對參數(shù)更加敏感。諧振電容值過大或者諧振電感值過小可能就無法滿足滯后橋臂上開關(guān)管的零開...
控制電路的軟件設(shè)計實則是控制方案的具體實施,其中包含了很多模塊的程序編寫,比如DSP的各個單元基本功能的實現(xiàn)、AD的控制、數(shù)據(jù)的計算處理等。在此只簡述DSP對AD的控制、DSP輸出PWM波移相產(chǎn)生的方式以及控制系統(tǒng)PID閉環(huán)的實施方案。對于任何一個數(shù)字控制電路來說,要實現(xiàn)對被控對象的實時的、帶反饋的控制則必須要實時監(jiān)測和采集被控對象的狀態(tài)值。AD模塊是被控對象狀態(tài)值采集的必要環(huán)節(jié),實現(xiàn)數(shù)據(jù)的準確采集就必須要實現(xiàn)對AD的準確控制。本試驗中選用的AD的芯片是MAX125。通過參考電阻或傳感器產(chǎn)生的電壓被緩沖,然后給予放大器。成都功率分析儀電壓傳感器詢問報價諧振電感參數(shù)確定后即是實物的設(shè)計,同上一小...
第二階段的仿真是在***次仿真的基礎(chǔ)上,加入了高頻變壓器以及負載部分。第二階段仿真時針對整個電路的仿真,主要目的是對控制方案給以理論研究。閉環(huán)反饋控制中采用典型的PID控制模式,仿真過程通過對PID參數(shù)的調(diào)試加深對控制方案的理解,以便在后續(xù)主電路調(diào)試過程中能更有目的性的調(diào)試參數(shù)。主要針對輸出濾波電路的參數(shù)、PID閉環(huán)參數(shù)的設(shè)置以及移相控制電路的設(shè)計進行研究。仿真電路中輸出電壓設(shè)定值為60V,采樣值和設(shè)定值作差,偏差量經(jīng)過PID環(huán)節(jié)反饋至移相控制電路。移相電路基于DQ觸發(fā)器,同一橋臂上PWM驅(qū)動脈波設(shè)置了死區(qū)時間,兩個DQ觸發(fā)器輸出四路PWM波分別驅(qū)動橋臂上四個開關(guān)管。電壓傳感器按照極性分可以分...
PID調(diào)節(jié)器是人們在工程實踐中摸索出來的一種實用性強并且控制原理簡單的校正裝置。1)比例項P**當前信息,調(diào)節(jié)后的輸出與輸入信號呈比例關(guān)系,偏差一旦產(chǎn)生,控制器立即作用減少偏差。比例系數(shù)增大系統(tǒng)靈敏度增加,系統(tǒng)振蕩增強,大于某限定值時系統(tǒng)會變的不穩(wěn)定。當*有比例控制時系統(tǒng)存在穩(wěn)態(tài)誤差;2)積分I控制輸出與輸入信號的累計誤差呈正比,積分項可以消除穩(wěn)態(tài)誤差,提高系統(tǒng)的無差度,改善系統(tǒng)的靜態(tài)性能。積分作用的強弱取決于積分時間常數(shù)TI,其值越大積分作用越弱。積分作用太強也會導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。3)微分D控制中,控制器的輸出與輸入信號的微分呈正比,反應(yīng)信號的變化趨勢。并能再偏差信號變得太大之前,在系統(tǒng)中引入...
諧振電感是為諧振電容提供足夠的充放電能量,實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開通。諧振電感的參數(shù)選擇對整個電路的軟開關(guān)都很重要。為了滿足能量的要求是希望諧振電感值越大越好,并且大電感可以有效抑制電流的急劇變化,防止振蕩,消除尖刺峰值。但是電感值過大會導(dǎo)致更大的占空比丟失,降低了整個裝置的效率,并且電感過大,對應(yīng)阻抗值很大,會導(dǎo)致系統(tǒng)反應(yīng)慢[19]。相反的,如果電感值偏小,則可能不能為諧振電容提供足夠的能量,無法滿足軟開關(guān),并且橋臂上的上涌和下沖的尖峰電流的影響會變得明顯,可能引起正負周期工作狀態(tài)不對稱,增大了開關(guān)損耗,使功率開關(guān)管溫升明顯容易引起開關(guān)管炸毀。在電壓傳感器中,測量是基于分壓器的。佛山化成分容電...
基于以上對移相全橋原理上的分析,本章就主電路的前端整流濾波電路、移相全橋逆變環(huán)節(jié)、輸出端整流電路和濾波電路進行參數(shù)設(shè)計。在進行所有參數(shù)計算前,我們對從電網(wǎng)所取的電以及初步整流后的電能參數(shù)進行計算,為后續(xù)計算做準備。一般可以采用下述經(jīng)驗算法:輸入電網(wǎng)交流電時,若采用單相整流,整流濾波后的直流電壓的脈動值VPP是比較低輸入交流電峰值的20%~25%,這里取值VPP=20%Vin。我們提供給后續(xù)變換電路的電源是從電網(wǎng)中取電,如此就涉及到輸入整流環(huán)節(jié)。整流電路是直接購置整流橋,進行兩相整流。參數(shù)計算即是前端儲能濾波電容的參數(shù)設(shè)計。在這兩個板之間保留著一個非導(dǎo)體。南京化成分容電壓傳感器詢問報價第二階段的...
DSP控制模塊式整個系統(tǒng)的**大腦,程序的運行和數(shù)據(jù)的計算都是在DSP內(nèi)部進行的,同時DSP負責部分**芯片的管理,如AD的工作直接受DSP的控制。TMS320F2812作為眾多DSP芯片中的一種,是TI公司的一款用于控制和數(shù)字計算的可編程芯片,在其內(nèi)部集成了事件管理器、A/D轉(zhuǎn)換模塊、SCI通信接口、SPI外設(shè)接口、通信模塊、看門狗電路、通用數(shù)字I/O口等多種功能模塊,研究DSP本身就可以是一門**的學科。類似于單片機,DSP的工作功能是基于**小系統(tǒng)的擴展,在使用DSP時并非一定用到上述所有模塊。在設(shè)計好DSP的**小系統(tǒng)(包括電源供電、晶振、復(fù)位電路、JTAG下載口電路等)后,根據(jù)各個模...
本項目逆變橋臂上有4個開關(guān)管,對應(yīng)需要四個**的驅(qū)動電路??蛇x用的驅(qū)動電路有很多種,以驅(qū)動電路和IGBT的連接方式可以將驅(qū)動電路分為直接驅(qū)動、隔離驅(qū)動和集成化驅(qū)動。在此我們采用集成化驅(qū)動,因為相對于分立元件構(gòu)成的驅(qū)動電路,集成化驅(qū)動電路集成度更高、速度快、抗干擾強、有保護功能模塊,并且也減小了設(shè)計的難度[25]。**終選用集成驅(qū)動電路M57962,如圖4-3和4-4所示為M57962L驅(qū)動電路和驅(qū)動信號放大效果圖。M57962 是 N 溝道大功率 IGBT 驅(qū)動電路,可以驅(qū)動 1200V/400A 大功率 IGBT, 采用快速型光耦合器實現(xiàn)電氣隔離,輸入輸出隔離電壓高達 2500V。然而,比較...
磁體自身電阻較小,加在磁體兩端的高電壓在磁體中產(chǎn)生大電流,產(chǎn)生強磁場。但由于磁體電阻不可能為零,在通過瞬間的大電流時,磁體本身會瞬間發(fā)熱產(chǎn)生高溫,其自身的電阻也會隨著溫度的升高進一步增大,增大的電阻在大電流通過時更進一步發(fā)熱。如此,為了真正讓磁體通過脈沖式高穩(wěn)定度大電流,并不能簡單給磁體配置一個脈沖式高穩(wěn)定度的電壓源,而是需要一個脈沖式、紋波小、可控、快速反應(yīng)的電源。強磁場磁體的電源不用于其它裝置的供電電源,在需要產(chǎn)生磁場的時候,電能以很快的速度釋放至磁體產(chǎn)生強磁場。由于瞬時功率很大,若從電網(wǎng)中取電必然會對電網(wǎng)造成沖擊。故而需要電源系統(tǒng)在較長時間內(nèi)儲存大量的能量,然后以此儲能電源系統(tǒng)作為緩沖來...
儲能電容的計算:1)根據(jù)工程經(jīng)驗估算:根據(jù)工程實踐經(jīng)驗,裝置的功率與前端儲能電容有對應(yīng)的關(guān)系。整個裝置的功率P=UI=2060=1.2Kw,每瓦對應(yīng)儲能電容容量1μF,則可選用電容至少1200μF。2)根據(jù)能量關(guān)系式計算:儲能電容為后續(xù)的DC/DC變換提供直流電壓,其本身的電壓波動反應(yīng)在電容上可以認為是電容器電能的補充和釋放過程。要保持電容器端電壓不變,每個周期中儲能電容器對電路提供的能量和其本身充電所得的能量相等。儲能電容在整流橋輸出端,同時也須承擔濾波的任務(wù)。為了保證對整個裝置提供足夠的能量,我們所選用的儲能電容最小值為1200UF。它可以測量交流電平和/或直流電壓電平?;葜莞呔入妷簜鞲?..
基于以上對移相全橋原理上的分析,本章就主電路的前端整流濾波電路、移相全橋逆變環(huán)節(jié)、輸出端整流電路和濾波電路進行參數(shù)設(shè)計。在進行所有參數(shù)計算前,我們對從電網(wǎng)所取的電以及初步整流后的電能參數(shù)進行計算,為后續(xù)計算做準備。一般可以采用下述經(jīng)驗算法:輸入電網(wǎng)交流電時,若采用單相整流,整流濾波后的直流電壓的脈動值VPP是比較低輸入交流電峰值的20%~25%,這里取值VPP=20%Vin。我們提供給后續(xù)變換電路的電源是從電網(wǎng)中取電,如此就涉及到輸入整流環(huán)節(jié)。整流電路是直接購置整流橋,進行兩相整流。參數(shù)計算即是前端儲能濾波電容的參數(shù)設(shè)計。電壓傳感器相對于傳統(tǒng)測量技術(shù)的優(yōu)勢。杭州化成分容電壓傳感器廠家現(xiàn)貨 ...
首先滯后橋臂上開關(guān)管零電壓開通時,只有諧振電感提供換流的能量。諧振電感儲能必須大于滯后橋臂上諧振電容儲能加上變壓器原邊寄生電容儲能,在實際當中, 變壓器的原邊匝數(shù)較少, 且原邊大都用多股漆包線并繞。同時在滯后橋臂上開關(guān)管開通時,原邊電流近似為恒定,須在開關(guān)管觸發(fā)導(dǎo)通前諧振電容完成充放電?,F(xiàn)在死區(qū)時間取為1.2us,結(jié)合滯后橋臂上開關(guān)管工況,諧振電感不僅為諧振電容提供充放電的能量,還向電源反饋能量,故電流ip小于超前橋臂上開關(guān)管開通時對應(yīng)的電流,計算可得:Ip(lag)==10.6μH。結(jié)合諧振電感的參數(shù)協(xié)調(diào)確定諧振電容的值為10μH。通過鑒相器檢測光波相位差來實現(xiàn)對外電壓的測量。無錫磁通門電壓...
第二階段的仿真是在***次仿真的基礎(chǔ)上,加入了高頻變壓器以及負載部分。第二階段仿真時針對整個電路的仿真,主要目的是對控制方案給以理論研究。閉環(huán)反饋控制中采用典型的PID控制模式,仿真過程通過對PID參數(shù)的調(diào)試加深對控制方案的理解,以便在后續(xù)主電路調(diào)試過程中能更有目的性的調(diào)試參數(shù)。主要針對輸出濾波電路的參數(shù)、PID閉環(huán)參數(shù)的設(shè)置以及移相控制電路的設(shè)計進行研究。仿真電路中輸出電壓設(shè)定值為60V,采樣值和設(shè)定值作差,偏差量經(jīng)過PID環(huán)節(jié)反饋至移相控制電路。移相電路基于DQ觸發(fā)器,同一橋臂上PWM驅(qū)動脈波設(shè)置了死區(qū)時間,兩個DQ觸發(fā)器輸出四路PWM波分別驅(qū)動橋臂上四個開關(guān)管。基于電光效應(yīng),在電場或電壓...
在科學實驗中, 產(chǎn)生強磁場的磁體實際是一個大電感線圈,由大容量的電源系 統(tǒng)瞬時放電, 通過給磁體提供瞬間的大電流,在磁體中產(chǎn)生響應(yīng)的強磁場。實驗中磁體可以等效為電阻Rm和大電感Lm串聯(lián),產(chǎn)生的磁場強度和通過電感的電流時呈線性關(guān)系的,要想得到高穩(wěn)定度的脈沖平頂磁場,我們相應(yīng)的給磁體提供脈沖平頂?shù)拇箅娏?。然而上述只是建立在理想的物理模型上得到的理想結(jié)果。在工程實踐中, 提供 給磁體的大電流實際是給磁體提供一個脈沖式高穩(wěn)定度的直流電壓。有兩種方法可以將敏感元件的電阻轉(zhuǎn)換為電壓。蘇州磁調(diào)制電壓傳感器廠家供應(yīng)基于以上對移相全橋原理上的分析,本章就主電路的前端整流濾波電路、移相全橋逆變環(huán)節(jié)、輸出端整流電路...
采用Qt做上位機軟件的開發(fā),具有優(yōu)良的跨平臺特性,支持多種操作系統(tǒng)。Qt提供了豐富的API,良好的圖形界面和開放式編程,用戶完全自定義的測試系統(tǒng)功能模塊??梢钥吹皆谧詣訙y試領(lǐng)域?qū)Σ捎肗I的LabVIEW虛擬儀器技術(shù)對自動測試系統(tǒng)進行開發(fā),搭配不同的檢測設(shè)備或不同功能的采集卡,上位機主要發(fā)揮控制及結(jié)果顯示的功能,其主要工作重點主要放在多設(shè)備融合控制、對設(shè)備接口及軟件的設(shè)計。設(shè)備的檢測精度主要依賴于硬件自身的精度,并且設(shè)備成本高、維護困難,更新迭代成本高。板之間的磁場將創(chuàng)建一個完整的交流電路沒有任何硬件連接。廣州新能源汽車電壓傳感器單價整個電路的控制**終都歸結(jié)于對PWM波的控制,對于移相全橋電路...
第二階段的仿真是在***次仿真的基礎(chǔ)上,加入了高頻變壓器以及負載部分。第二階段仿真時針對整個電路的仿真,主要目的是對控制方案給以理論研究。閉環(huán)反饋控制中采用典型的PID控制模式,仿真過程通過對PID參數(shù)的調(diào)試加深對控制方案的理解,以便在后續(xù)主電路調(diào)試過程中能更有目的性的調(diào)試參數(shù)。主要針對輸出濾波電路的參數(shù)、PID閉環(huán)參數(shù)的設(shè)置以及移相控制電路的設(shè)計進行研究。仿真電路中輸出電壓設(shè)定值為60V,采樣值和設(shè)定值作差,偏差量經(jīng)過PID環(huán)節(jié)反饋至移相控制電路。移相電路基于DQ觸發(fā)器,同一橋臂上PWM驅(qū)動脈波設(shè)置了死區(qū)時間,兩個DQ觸發(fā)器輸出四路PWM波分別驅(qū)動橋臂上四個開關(guān)管。電壓傳感器相對于傳統(tǒng)測量技...
基于DSP的數(shù)字控制技術(shù)具有很多優(yōu)點:1)可編程,硬件電路設(shè)計完成,可以通過修改程序的方式來改變控制策略。2)采用數(shù)字控制方案,可以基于程序來實現(xiàn)較為復(fù)雜的先進的控制手段。3)數(shù)字化的處理和控制方式可以增強抗干擾能力,減小信號的失真、畸變等。4)可以減小和消除溫漂、器件老化等帶來的信號誤差和測量不準的問題。5)控制的精度和穩(wěn)定性得到很大程度的提高。6)借助程序和快速反應(yīng)的元器件實現(xiàn)信號采集和控制的高頻化?;跀?shù)字化控制電路的明顯的優(yōu)勢,數(shù)字化也早已是工程實踐的一種趨勢。本文即采用基于DSP的數(shù)字化控制電路。電壓傳感器按照極性分可以分為直流電壓傳感器和交流電壓傳感器。珠海粒子加速器電壓傳感器聯(lián)系...
為移相全橋逆變部分的 Simulink 仿真電路。負載等效至原邊用等值電阻代替,仿真主要調(diào)節(jié)諧振電容和諧振電感的參數(shù),以滿足所有開關(guān)管的零開通和軟關(guān)斷。依次為開關(guān)管驅(qū)動波形、橋臂上電壓波形和橋臂上電流波形。其中驅(qū)動波形中從低到高分別為開關(guān)管1、2、3、4的驅(qū)動波形(四個驅(qū)動的幅值有差別只為了便于分辨,實際驅(qū)動效果是相同的)。同一橋臂上兩開關(guān)管驅(qū)動有4μS的死區(qū)時間,滯后橋臂相對于超前橋臂的滯后時間為12.5μS。橋臂上是串聯(lián)的3a電阻和100μH電感,如果不存在移相,則橋臂上的電壓應(yīng)該是*有死區(qū)時間是0。由于移相角的存在,電壓占空比進一步減小,減小的程度對應(yīng)是移相角的大小。板之間的磁場將創(chuàng)建一...
本項目逆變橋臂上有4個開關(guān)管,對應(yīng)需要四個**的驅(qū)動電路??蛇x用的驅(qū)動電路有很多種,以驅(qū)動電路和IGBT的連接方式可以將驅(qū)動電路分為直接驅(qū)動、隔離驅(qū)動和集成化驅(qū)動。在此我們采用集成化驅(qū)動,因為相對于分立元件構(gòu)成的驅(qū)動電路,集成化驅(qū)動電路集成度更高、速度快、抗干擾強、有保護功能模塊,并且也減小了設(shè)計的難度[25]。**終選用集成驅(qū)動電路M57962,如圖4-3和4-4所示為M57962L驅(qū)動電路和驅(qū)動信號放大效果圖。M57962 是 N 溝道大功率 IGBT 驅(qū)動電路,可以驅(qū)動 1200V/400A 大功率 IGBT, 采用快速型光耦合器實現(xiàn)電氣隔離,輸入輸出隔離電壓高達 2500V。從上述兩個...
為了加強裝置的安全性,大都采用具有變壓器隔離的隔離型方案。從功率角度考慮,當選用的功率開關(guān)管的額定電壓和額定電流相同時,裝置的總功率通常和開關(guān)管的個數(shù)呈正比例關(guān)系,故全橋變換器的功率是半橋變換器的2倍,適用于中大功率的場合。基于以上考慮,本方案中補償裝置選用帶有變壓器隔離的全橋型直流變換器。借助于效率高、動態(tài)性能好、線性度高等優(yōu)點,PWM(脈寬調(diào)制)技術(shù)在全橋變換器領(lǐng)域得到了廣發(fā)的關(guān)注和應(yīng)用,已經(jīng)成為了主流的控制技術(shù)。傳統(tǒng)的PWM直流變換器開關(guān)管工作在硬開關(guān)狀態(tài)。在硬開關(guān)的缺陷是很明顯的具體表現(xiàn)在:1)開關(guān)管的開關(guān)損耗隨著頻率的提高而增加;2)開關(guān)管硬關(guān)斷時電流的突變會產(chǎn)生加在開關(guān)管兩端的尖峰...
現(xiàn)假設(shè)PWM1和PWM2均設(shè)置為高電平有效,下溢中斷發(fā)生時,賦值CMPR1=0,CMPR1=a。下溢中斷子程序結(jié)束后返回主程序,計數(shù)寄存器T1CNT從0開始計數(shù),由于CMPR1=0,發(fā)生比較中斷,PWM1從低電平變?yōu)楦唠娖?。計?shù)寄存器T1CNT繼續(xù)增加至a時,PWM2從低電平變?yōu)楦唠娖?。由此,PWM2和PWM1之間的移相角δ為,所以改變移相角度實際上改變CMPR2的賦值a。20MHz對應(yīng)50ns。選擇開關(guān)頻率為20KHz,對應(yīng)的定時器T1設(shè)為連續(xù)增減計數(shù)模式,則T1的周期寄存器的值500.比較大移相角為180度,對應(yīng)的數(shù)字延遲量Td為500,可得移相精度180/500=0.36。通過鑒相器檢測...
前段整流電路直流輸出端并聯(lián)了大容量儲能電容,在上電前,電容器初始電壓為零,上電瞬間整流輸出端直流電壓直接加在儲能電容上,電容瞬間相當于短路,形成的瞬時沖擊電流可能達到100A以上對電網(wǎng)帶來沖擊。為了限制上電瞬間大電流的沖擊,在整流輸出端放置一個固態(tài)開關(guān)。固態(tài)開關(guān)由晶閘管和限流電阻并聯(lián),其中晶閘管的通斷受DSP的控制,在上電瞬間,晶閘管未被驅(qū)動導(dǎo)通,充電電流流過限流電阻,給予電容一定的充電時間,當電容兩端電壓上升后開通晶閘管,相當于將限流電阻短路,由整流電路直接對儲能電容充電[29]。這樣就限制了上電瞬間充電電流的大小,避免了大電流對電網(wǎng)的沖擊。目前的濾波裝置級數(shù)低,濾波效果較差,輸出端 可以采...
為了得到高精度、可控、快速反應(yīng)的電源,首先想到的解決方案便是利用電力電子變換器。電力電子技術(shù)經(jīng)過幾十年的發(fā)展,已經(jīng)成為電力參數(shù)變換和控制的基本手段,尤其伴隨著新型電力電子器件的出現(xiàn)和發(fā)展,以及高頻化、軟開關(guān)和集成化技術(shù)的發(fā)展應(yīng)用,電力電子技術(shù)可以滿足各種類型的電源要求。直流變換器是電力電子變換器的重要的一部分, 電力電子中 DC/DC 變換的方案 也有很多。按照是否具有電氣隔離的方式分類, 直流變換器可以分為隔離型和非隔 離型兩類。隔離型的直流變換器也可以看作為是非隔離型變換器加入變壓器轉(zhuǎn)變而 來的。傳感器是能夠感知或識別特定類型的電信號或光信號并對其作出反應(yīng)的裝置。成都新能源電壓傳感器哪家便...
基于移相全橋的工作原理,變壓器副邊占空比的丟失是其固有的特性。副邊占空比丟失是指變壓器副邊的占空比比原邊的占空比小。不同于其他全橋的橋臂開關(guān)管的導(dǎo)通過程,移相全橋的對稱橋臂上的開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷過程始終是不同步的,并且在實際的調(diào)整輸出的大小就是通過調(diào)整不同步的程度。只要存在不同步,則變壓器副邊輸出電壓就會在不同步的時段內(nèi)變?yōu)榱悖瑥恼伎毡鹊慕嵌葋碚f是變壓器副邊占空比的丟失,并且原邊不同步的程度直接影響變壓器副邊占空比的丟失程度。電壓傳感器是一種用于計算和監(jiān)測對象中電壓量的傳感器?;葜莼魻栯妷簜鞲衅髟儐枅髢r在本設(shè)計中為防止單臂直通設(shè)置了兩路保護:1)在超前橋臂和滯后橋臂上分別放置電流霍爾分辨監(jiān)測兩橋...
在實際的系統(tǒng)中,考慮到變壓器有原邊漏感的存在,實際選用的諧振電感值比計算的諧振電感值要小,工程調(diào)試中可以以計算得到的諧振電感值為基準,將諧振電感設(shè)計為可調(diào)電感,根據(jù)電路的實際情況調(diào)動諧振電感值來配合諧振電容完成零開通。本電路的仿真分為兩個階段,第一階段仿真不納入全橋變換器變壓器的副邊,末端的負載用一個等效至原邊的電阻代替。此階段仿真主要是為了實現(xiàn)超前橋臂和滯后橋臂的所有開關(guān)管的軟開關(guān),并且通過仿真的手段觀察開關(guān)管實現(xiàn)軟開關(guān)與電路中哪些參數(shù)關(guān)系**緊密,以及探討實現(xiàn)軟開關(guān)的臨界條件。通過觀測各個開關(guān)管承受電壓、流通電流和驅(qū)動信號之間的關(guān)系,加強對移相全橋電路的理解,為后續(xù)的參數(shù)設(shè)置和電路調(diào)試提供...
根據(jù)實際工作過程分析,超前橋臂上開關(guān)管開通過程中,原邊電路保持向負載端輸送能量,則負載端濾波電感等效于和原邊諧振電感串聯(lián),這樣對超前橋臂上兩個諧振電容充放電的能量由原邊諧振電感和負載端濾波電感共同提供,這樣能量關(guān)系式很容易滿足[6]。時間關(guān)系式只需要適當增大死區(qū)時間即可,超前橋臂上開關(guān)管的零電壓開通很容易實現(xiàn)。滯后橋臂上開關(guān)管開通過程中,橋臂上諧振電容的充放電能量**來自于諧振電感,并且在此過程中電源相當于是負載吸收諧振電感中的儲能,電流處于減小的狀態(tài),從而滯后橋臂上開關(guān)管的零電壓開通實現(xiàn)難度增大。在本文中,我們可以詳細討論一個電壓傳感器。大量程電壓傳感器詢問報價整個電路的控制**終都歸結(jié)于對...
在電路的控制環(huán)節(jié),設(shè)計了硬件控制電路并編寫了相應(yīng)的控制程序。硬件電路基于DSP控制芯片,主要由電源模塊、采樣及A/D轉(zhuǎn)換模塊、DSP控制模塊、PWM輸出模塊、驅(qū)動電路模塊構(gòu)成。在程序方面,本文著重對移相脈波產(chǎn)生的方式、PID反饋控制的策略進行了研究,同時也完成了信號采集、模數(shù)轉(zhuǎn)換、保護控制等模塊的程序編寫和調(diào)試。然后按照補償電源的參數(shù)要 求,選擇了基于 TMS320F2812(DSP)的移相全橋變換電路作為補償電源的拓撲結(jié) 構(gòu)。討 論了長脈沖高穩(wěn)定磁場的研究意義、發(fā)展現(xiàn)狀和現(xiàn)今的難點,基于存在的問題提出 了對強磁場電源系統(tǒng)的優(yōu)化, 提出了補償電源的方案?;魻栯妷簜鞲衅黧w積小、線性度好、響應(yīng)時間...
脈沖發(fā)電機電源是由原動機、發(fā)電機和整流器三部分構(gòu)成。發(fā)電機由原動機拖動,達到額定轉(zhuǎn)速后發(fā)電機將儲存的旋轉(zhuǎn)勢能轉(zhuǎn)換為電能,通過整流器變換得到直流電壓對磁體供電。整流器可以通過反饋控制給磁體提供的電壓電流,具有較好的可控性,可以實現(xiàn)對實驗波形的初步調(diào)節(jié)和控制。由電容器電源和脈沖發(fā)電機電源構(gòu)成磁體主要的電源系統(tǒng),其中帶有反饋控制的脈沖發(fā)電機電源本身具有一定的可控性,可以將平頂磁場紋波控制在一定精度以內(nèi),但脈沖發(fā)電機電源本身是大容量電源,如果想進一步降低紋波系數(shù),直接對脈沖發(fā)電機進行控制難度很大,所以需要在原有兩套電源系統(tǒng)的基礎(chǔ)上再配合使用一個小容量的補償系統(tǒng)。LCCL濾波器相對于LCL濾波器具有穩(wěn)定...
在對磁體做放電實驗時,如果**依靠電力電子變換器為磁體提供極大的脈沖式電能則對該電力電子裝置的容量要求特別高,這樣增加了建設(shè)成本。于是本項目以實驗室已有的對磁體放電的電源系統(tǒng)為基礎(chǔ),再利用電力電子裝置作為補償系統(tǒng),將原有電源系統(tǒng)的精度提高到我們需求的水平。目前采用了高壓儲能電容器電源和脈沖發(fā)電機電源作為磁體供電的主要系統(tǒng)。高壓儲能電容器組通過充電機對其充電儲存能量,需要對磁體放電時打開放電開關(guān),電容器組將儲存的能量釋放給磁體。電容器組放電效率高,結(jié)構(gòu)簡單、控制簡單、安全性好。分為電阻分壓式和電容分壓式,將初級電壓直接轉(zhuǎn)化為測量儀表可用的低壓信號。新能源汽車電壓傳感器廠家現(xiàn)貨除了濾波電容的容量要...
數(shù)字控制電路的軟件主要包括主程序、各個模塊初始化程序、周期中斷服務(wù)子程序、下溢中斷服務(wù)子程序、AD中斷服務(wù)子程序、PID調(diào)節(jié)子程序等幾大部分組成。主程序的主要任務(wù)是系統(tǒng)自檢,系統(tǒng)初始化,然后循環(huán)執(zhí)行主程序等待中斷。初始化是對程序中用到的常量、變量進行有意義的賦值,以及對PWM輸出口和DSP數(shù)字I/O口設(shè)置,中斷寄存器的賦值、定時器的賦值、事件管理器中相關(guān)寄存器的賦值以及A/D模塊中寄存器的賦值也是初始化程序需要完成的任務(wù)。為了保證主電路的安全,在初始化完成前,所有的定時器都被禁止,PWM輸出比較器也未被使能,PWM對應(yīng)的輸出為高阻態(tài)。ADC模塊初始化是對A/D采樣的模式,采樣的通道、轉(zhuǎn)換的方式...